近年全球提倡發(fā)展工業(yè)自動化之際，節(jié)能減碳意識不斷加強，直流無刷電機強調更高的能源轉換效率，得到了廣泛的應用。電機控制方案重點在于高速實時的控制，主要影響電機矢量控制精確度，而MCU則賦予電機高性能工作的能力，為此，雅特力開發(fā)出一套完整高效的電機控制生態(tài)系統(tǒng)，提供多系列適用于電機控制的MCU產品型號，如AT32F413、AT32F421等系列。
主流型AT32F413系列MCU，采用32-bit ARM® Cortex®-M4F 內核，高達200MHz主頻具有高效處理能力，內存容量提供64~256KB Flash和16~64KB SRAM供選擇，執(zhí)行高頻采樣率的快速電流/速度/位置等控制回路計算，能輕松勝任、游刃有余，并保留MCU執(zhí)行余裕，提供其它輔助功能程序運行，如通訊功能等，滿足高速數(shù)據(jù)采集、混合信號處理、工業(yè)控制與電機應用要求。
如有成本考慮需求的用戶，雅特力提供超值型AT32F421和AT32F4212系列MCU，主頻達120MHz，內存為16~64KB Flash和8~16KB SRAM，外設擴展了1個高速軌到軌輸入/輸出電壓比較器，1個采樣率高達2Msps的12位15通道高速ADC，充分滿足高速數(shù)據(jù)采集、混合信號處理和工業(yè)控制與電機應用需求。且AT32F4212在AT32F421原有基礎上增加2路運算放大器OPA，有效簡化電路設計降低物料成本。
此外，雅特力另提供免費的電機監(jiān)控上位機軟件，友善的UI接口，可實時監(jiān)看電機運轉參數(shù)、狀態(tài)與動態(tài)顯示響應波形，并可進行在線調試相關控制參數(shù)。這些功能強大的硬件開發(fā)工具包和易于使用的電機控制算法軟件，從方波驅動到弦波驅動、霍爾傳感器的反饋到無傳感器的反饋，全方位支持工程人員實現(xiàn)高效電機向量控制方案。以下將詳細介紹AT32 MCU直流母線單電阻電流感測技術。
一、前言
在三相交流電機磁場導向控制(field-oriented control，簡稱FOC)的應用中，電機電流為不可或缺的物理量反饋信息。為了節(jié)省系統(tǒng)成本，在電機電流為數(shù)十安培以下的應用，一般會使用電流感測電阻偵測電機電流。而感測的方法又分為高側電阻電流感測、電機線路電阻電流感測以及低側電阻電流感測等三種形式，其中高側電流感測與電機線路電流感測，因須處理高共模電壓問題而成本較高，故一般常用低側電流感測形式。而低側電阻電流感測又可分為三電阻電流采樣、雙電阻電流采樣與單電阻電流采樣，其中三電阻電流采樣與雙電阻電流采樣，雖然電流檢測算法比較簡單，但因硬件電路增加故導致成本、體積與電路復雜性增加，而且流經每相電流感測電阻的電流有效值高于流經母線電流感測電阻的電流有效值，這使得控制器須使用較高功率額定的電流感測電阻而增加成本，也會增加額外的功率損失。因此在簡化系統(tǒng)、縮小體積與降低成本的需求下，單電阻電流采樣技術的應用日益普及，電動自行車、滑板車、吹風機、吸塵器、吊扇、空調風機/壓縮機等應用場景，均可應用該技術。然而單電阻電流感測技術須在一個PWM周期的兩個有效電壓矢量期間取得兩相電流信息，當有效電壓矢量的時間不足以滿足直流母線電流的測量時，需要將PWM相移以擴展有效電壓矢量作用時間或于原零矢量區(qū)間產生有效電壓矢量。但是這同時會造成PWM信號的變異而產生額外的電流諧波，為減少這個負面效應須使電流反饋信號能快速穩(wěn)定并縮短ADC采樣/轉換時間，以減少PWM相移時間，降低電流紋波的產生。故本文使用ARTERY AT32 MCU內建的高速高性能ADC搭配對應的電流采樣電路，進行單電阻電流感測技術采樣的實際探討。
二、單電阻電流感測技術采樣原理
單電阻電流感測技術采樣的方法乃在三相全橋逆變器的直流母線接地回路上，安裝一個電流偵測電阻，如圖1所示。原本這個電流感測電阻的主要功能為搭配比較器進行過電流偵測。但由于單電阻電流感測技術在不同的開關切換模式下，不同相之電流會流過此直流母線電流感測電阻，而且一個空間矢量脈寬寬度調變(Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM)周期中會包含兩個有效電壓矢量，因此可在一個PWM調變周期中獲取兩相的電機電流。
圖1 三相全橋逆變器電路
表1為三相電壓源全橋逆變器的開關切換狀態(tài)與輸出電壓對應表。在表1中當三個上臂開關或三個下臂開關全開時，逆變器輸出零矢量，此時電機電流于開關之間環(huán)流，不會流經直流母線電阻，因此無法感測電機各相電流。
表1 開關切換狀態(tài)與輸出電壓/直流母線上電流
而當逆變器輸出其它六個有效電壓矢量時，直流母線電阻將會流過對應的相電流。例如以圖2矢量V1與V2組合為例，當于V1電壓矢量輸出期間，U相上臂開關SUH導通，V相與W相下臂開關SVL、SWL導通時，逆變器電流由U相上臂開關SUH流進電機U相，再從電機V相與W相流出，經過SVL、SWL下臂開關流至直流母線電阻，因此電阻上可感測到U相電流。于V2電壓矢量輸出期間，逆變器電流由U相上臂開關SUH流進電機U相，以及從V相上臂開關SVH流進電機V相，再由電機W相流出，經過W相下臂開關SWL流至直流母線電阻，因此電阻上所感測的電流為W相電流的負值。由于電機為三相平衡系統(tǒng)，因此依據(jù)克西荷夫電流定律(Kirchhoff current law)，可從而計算出第三相V相的電流。
依此類推其它另外4個有效電壓矢量也可量到對應的其它相電流，如表1中所示。單電阻電流感測技術由于空間矢量脈寬寬度調變采用中央對齊調變模式，一般在一個脈寬寬度調變周期中心的左右各會包含兩個有效電壓矢量，如下圖2所示，通常只需選擇單邊的兩個有效電壓矢量期間進行單電阻電流采樣。
圖2 SVPWM輸出V1與V2電壓矢量示意圖
單電阻電流感測技術采樣主要的優(yōu)點為精簡電路與降低成本，僅需要一個電流感測電阻與一個放大電路，由于只有一個放大電路故沒有放大器間增益與零點不同問題，不需要額外校正，同時也很容易實現(xiàn)過流保護。但是因單電阻電流感測技術采樣需在有效電壓矢量期間感測電流，若輸出的矢量時間太短則無法正確采樣，故須擴展該矢量時間，使得脈寬調變控制變得復雜，而且擴展了矢量時間之后，雖然總合成矢量不變，但是調整后的電壓矢量可能會造成電流紋波。此外若受控電機的線圈電感較小，且兩次電流采樣間隔時間較長，則所獲取的相電流可能會因此失真而不是正確的三相瞬時電流。
三、單電阻電流感測技術采樣控制技術
為減輕上述單電阻電流感測技術采樣缺點所造成的影響，首先探討空間矢量脈沖寬度調變的主要兩種限制情況。由于空間矢量電壓是由兩個相鄰的有效電壓矢量，藉由兩個矢量的輸出時間比例，控制電壓矢量的相位。然而當所輸出的空間矢量集中于單一電壓矢量區(qū)間時，如圖3所示的六邊形邊角，此時第二個電壓矢量的區(qū)間極小，故無法取得第二個電流信息，必須適當調整輸出的電壓矢量，如圖4所示。
圖3 SVPWM電壓矢量與無法獲得第二電流區(qū)域
圖4 V2矢量時間太短無法采樣示意圖
為了能在電壓矢量集中區(qū)域取得第二相電流信息，可將PWM責任周期介于中間的那一相PWM信號朝增加第二個電壓矢量方向調整，如圖5所示。
圖5 擴展V2電壓矢量的PWM位移示意圖
由圖中可知當PWM_V往左移時，左邊的V1電壓輸出時間縮短，但右邊的V1電壓輸出時間增長，所以整體V1電壓輸出時間不變。而V2電壓矢量時間于左邊雖有增長，但在右邊卻形成了一段相反的V6電壓矢量，使得整體的V2電壓矢量時間也是維持不變。
另外一種情況是當輸出低電壓時，逆變器的調變率小，使得兩個有效電壓矢量的輸出時間均太短，而無法正確感測到實際電流數(shù)據(jù)，如圖6所示。
圖6 SVPWM輸出低電壓矢量示意圖
此時PWM_U左方有余裕，故將PWM_U信號向左平移，增加V1電壓矢量輸出時間。同理V2矢量波寬小，而PWM_W右方尚有余裕，故可將PWM_W向右平移，擴展V1與V2電壓矢量的脈寬，如圖7所示。
圖7 低電壓調變PWM矢量位移示意圖
PWM_U左移后右側原先的V1矢量減少，并產生額外的V4電壓矢量，抵銷了左側增加的V1矢量，而PWM_W右移后右側原先的V2矢量減少，并產生額外的V5電壓矢量，抵銷了左側增加的V2矢量，故位移后的整體電壓矢量與原先的電壓矢量相同。
由上述PWM位移調整程序可知，雖然整體輸出矢量不變，但是會產生相反的電壓矢量，而這可能會產生電機電流紋波，因此須盡可能縮短反相矢量的輸出，故須縮短電流反饋信號穩(wěn)定時間與ADC采樣轉換時間。
四、單電阻感測技術
欲使單電阻電流感測技術所需的感測時間得以縮短，近似于多電流傳感器的性能，需要搭配高性能的硬件電路與模擬/數(shù)字轉換器，茲將其各部分闡述如下：
1.電流感測電阻
在高頻的PWM電流切換電路中，常會產生很高的 電流變化率，故在電流感測電阻上的寄生電感將會產生突波，而影響電流感測信號，必須等感應突波消失信號穩(wěn)定后，方能正確采樣，如此一來可采樣的時間區(qū)間勢必被縮短。因此必須慎選電流感測電阻。
再者由于電阻功率限制與溫升散熱的考慮，電流感測電阻的阻值通常很小，致使電阻上的電流感測信號也很小，為避免受到電力開關切換噪聲的干擾，通常會采用四線式感測，反饋信號線采開爾文連接(Kelvin connection)走線，如下圖所示。
圖8 電流感測電阻走線示意圖
2.電流感測放大電路
電流感測電阻上的微小電壓須經放大電路放大信號，由于電流僅在有效電壓輸出期間才流經直流母線電阻，因此在電阻上的電壓為與PWM切換狀態(tài)關聯(lián)的脈寬信號，為了能在很短的時間感測電流狀態(tài)，運算放大器的輸出壓擺率(slew rate)須選擇大于4V/us以上，壓擺率越大則運算放大器輸出到達響應電壓的時間越短。在電路架構部分通常采提升直流位準的的差動放大電路，以消除共模噪聲如圖9所示。由功率觀點可知，逆變器輸出功率時，直流母線電阻上的電壓均為正，而當逆變器回生能量時，電阻上的電壓為負，因此須考慮回生電流范圍，提高放大器電流直流準位。
圖9 電流感測差動放大電路圖
3.模擬/數(shù)字轉換器
除了硬件感測電流電路設計優(yōu)化之外，負責采樣的模擬/數(shù)字轉換器是影響系統(tǒng)性能的關鍵因素。本文使用雅特力科技AT32F421C8T7 MCU，其內建12-bit高速模擬/數(shù)字轉換器，ADC轉換頻率可高達28MHz，最短采樣時間僅54ns，全部轉換時間僅0.5ms，非常適合應用于單電阻電流采樣的驅動器，可在極短的采樣時間窗口正確采樣。此外，ADC運作于高速頻率轉換時，須在模擬電源與地兩接腳間并聯(lián)一10mF電容，以提供高速轉換時所需的瞬態(tài)電流。
五、實測結果
實驗采用一個以AT32F421C8T7 MCU為核心的低壓電機驅動器，使用一個5mW的母線電流量測電阻，實現(xiàn)單電阻電流感測技術，用FOC矢量控制方式驅動一個48V額定功率350W的輪轂電機。為能快速而準確獲取電流信息，首先須確保運算放大電路輸出有快速穩(wěn)定的信號響應，下圖10中通道1(CH1)波形為電流感測電阻上的電壓，信道2(CH2)波形為電阻電壓經運算放大器放大后的電壓，信道4(CH4)波形為電機電流波形。圖中顯示放大后的信號響應快速且信號抖動小。
圖10 電機電流與感測信號波形圖
當逆變器輸出電壓較小時，有效電壓矢量脈寬小而沒有足夠的時間采樣，如圖11所示。圖中淺藍色波形為直流母線電流感測電阻上電壓經放大后的信號，因信號寬度太窄無法采樣。
圖11 低電壓輸出時PWM與電流反饋波形圖
得益于快速ADC轉換器與優(yōu)化的電流感測電路，因此最小采樣時間窗口僅設定為2ms，若輸出電壓矢量時間未達2ms，則如文中所述方法，進行PWM脈寬相位調整。針對圖11的情況，將U相與W相PWM信號分別左右平移，于左側PWM矢量區(qū)間各空出波寬2ms的V1與V2矢量，分別獲取U相與W相負值電流如圖12所示。
圖12 低電壓輸出PWM相移與電流反饋波形
另一種情況當電壓矢量偏向單一相量時，如圖13的情況，圖中PWM矢量集中在V2的情況，無法采樣V1矢量所對應的U相電流，此時V相PWM須向右平移，使V1矢量的信號波寬達2ms，平移后的結果如圖14所示，調整后就可以順利采樣。
圖13 PWM矢量集中與電流反饋信號狀況
圖14 集中矢量PWM相移與電流反饋波形
圖15顯示了以單電阻電流采樣技術進行電流控制時的U相電流波形，由圖中可知采單電阻采樣三相電流，可達到與多電流傳感器反饋方式相近的電流控制結果。
圖15 單電阻電流反饋下的U相電流波形
雖然相移PWM可獲得足夠的電流采樣時間窗口，而且維持整體電壓矢量不變，但是可能會在同一個PWM周期中，輸出相反電壓矢量，而造成電流紋波，如圖16所示在靜止輸出零電壓時，由于相移時間可限制于2ms 以內，故U相電流在16kHz PWM頻率下僅產生峰對峰0.2A的電流紋波，因此在實務應用上須盡可能縮小電流采樣時間窗口。
圖16 零電壓輸出時的U相電流波形
六、結語
單電阻電流采樣具有電路結構簡單系統(tǒng)成本低廉的優(yōu)點，所以受到廠家廣泛的應用，但是需要小心處理因矢量區(qū)間太小而需要位移PWM的問題，以及位移PWM后所產生的電流紋波問題。解決的方法除了獲得快速穩(wěn)定的電流反饋信號外，最重要的是搭配一個具有快速轉換ADC的MCU，以便能縮短采樣與轉換時間，盡可能減少PWM的位移量以減少電機電流紋波，使單電阻電流感測控制器具有和一般控制器相同的響應性能，雅特力AT32 MCU的性能優(yōu)勢在此得到充分發(fā)揮，助力客戶快速解決難題。
雅特力AT32全系列采用ARM® Cortex®-M4/M0+ 32-bit MCU，出色的運算效能和核心技術，超越市場同級芯片，提供多種封裝尺寸及不同容量Flash和SRAM選擇，復雜外設優(yōu)勢滿足各類市場應用需求，芯片可運行于工業(yè)級溫度范圍-40~105oC。從2018年對外銷售至今已累積超2億顆，并取得多項產品優(yōu)質獎項，同時兼具高性能、高可靠度和良好的服務質量，每顆產品皆通過測試，提供在地化技術支持，目前已廣泛應用至各類市場，如物聯(lián)網(wǎng)、工業(yè)控制、電機、新能源、汽車電子、消費電子等等。 |
